常見的控制方案，像電流模式控制和峰值電流限制，在沒有傳統(tǒng)交流電流傳感器提供實(shí)時(shí)信息的條件下是不可能實(shí)現(xiàn)的。設(shè)計(jì)師通常使用變壓器、運(yùn)算放大器和無源分立元件來實(shí)現(xiàn)這些傳感器，盡管市場(chǎng)上有許多單芯片解決方案。他們堅(jiān)持使用分立電路設(shè)計(jì)方案有許多原因，包括成本和/或性能，同時(shí)也在期待有更好的單芯片交流電流傳感器方案出現(xiàn)。不過迄今為止，他們看到的還只是在已有老技術(shù)上的少量改進(jìn)。

什么因素最重要？

    對(duì)于一個(gè)成本壓力很大的電源系統(tǒng)來說，設(shè)計(jì)師的需求一覽表中首先是成本，所以交流電流傳感器的安裝成本必須具有吸引力(安裝成本指的是傳感器自身成本再加上外圍元器件成本，以及額外的制造成本，比如校準(zhǔn)等)。第二項(xiàng)是通過將電流檢測(cè)通道上的功率損耗降到最小來提高效率的低阻值有效串行電阻(ESR)，這在負(fù)載點(diǎn)(POL)調(diào)節(jié)器這類大電流設(shè)備中尤其重要，因?yàn)槊吭黾右粋�(gè)毫歐的ESR都會(huì)引起高達(dá)1%的效率下降。在成本和效率之外，還要求體積小，這對(duì)于安裝到電路板上的電源模塊來說是一個(gè)關(guān)鍵要求。其他方面的考慮還包括高精度(可以簡(jiǎn)化或省去系統(tǒng)內(nèi)部校準(zhǔn))、足夠高的隔離電壓(在AC/DC轉(zhuǎn)換器中這是一個(gè)重要考慮因素)，還有就是用于高頻系統(tǒng)應(yīng)用的寬工作帶寬。

傳感器種類

    可用的電流檢測(cè)解決方案可以被分為兩大類：即單芯片方案和分立電路方案，如表1所示。

    電流傳感放大器通過測(cè)量一個(gè)小值串聯(lián)電阻上的電壓產(chǎn)生一個(gè)代表電流的電壓信號(hào)。很顯然，該電阻將產(chǎn)生功耗，并且該功耗隨著電流的增加而增加，而為了限制噪聲，放大器帶寬通常較窄。這些特性使得該技術(shù)最適于小電流直流系統(tǒng)和低頻交流系統(tǒng)，而不適合那些高頻和大電流開關(guān)模式設(shè)備。

    霍爾效應(yīng)和磁阻(MR)器件是通過檢測(cè)有電流流過的電感器產(chǎn)生的磁場(chǎng)來工作的，因此產(chǎn)生的功耗要低得多。但這些器件的工作帶寬較窄，體積大，成本高，而且輸出信號(hào)小，噪聲大，還有偏移和溫度誤差，這些都降低了測(cè)量的精度。

    顧名思義，電流變壓器(CT)的工作原理是將流經(jīng)初級(jí)線圈的電流反映到次級(jí)，再在次級(jí)通過一個(gè)外部負(fù)載電阻轉(zhuǎn)換成電壓。CT已被廣泛接受，因?yàn)樗鼈冃枰�的外圍元件最少，工作穩(wěn)定，提供固有的高隔離度，而且便宜。不過體積較大，功率損耗相對(duì)較高，有時(shí)還需要額外的電路進(jìn)行磁芯復(fù)位。許多小型CT還是手工繞制的，因而存在機(jī)械完整性問題，例如抽頭間隔一致性差。

    低端FET和DCR檢測(cè)電路都是檢測(cè)電路中已經(jīng)存在的電阻上的電壓，因此實(shí)際上它們自身并不會(huì)帶來什么損耗。在DCR檢測(cè)方案中，輸出濾波器上的RC電路使得這種組合電路看上去像是電阻。連接到這個(gè)“虛擬電阻”上的放大器測(cè)量電流的方式與前面所述的串聯(lián)電阻/檢測(cè)放大器方案是一樣的。與DCR類似，低端FET檢測(cè)方案也是檢測(cè)電阻上的電壓，不過是采用低端電阻RDS(ON)作為檢測(cè)電阻。雖然這兩種方法都需要較多的通用運(yùn)算放大器和無源器件，但在目前最低成本和最低損耗的系統(tǒng)中仍有使用。這些方案不利的一面是，安裝體積大，有時(shí)還需要額外的系統(tǒng)校準(zhǔn)成本來解決高測(cè)量誤差-有時(shí)誤差高達(dá)±40%。  

    表1：相關(guān)交流電流傳感器比較一覽表。

    面對(duì)這些含糊不清的技術(shù)分類，設(shè)計(jì)師必須嚴(yán)格地區(qū)分電流傳感器的好壞，然后選擇能夠達(dá)到目標(biāo)的最佳方案。盡管有足夠多的交流電流檢測(cè)解決方案涌現(xiàn)，但許多設(shè)計(jì)還不是最佳方案，需要進(jìn)一步優(yōu)化，至少目前為止是這樣。

 絕佳的新方案

    圖1所示的單向電流傳感器是一個(gè)最佳的、低成本、高效率、體積小的交流電流傳感器，并且還具有許多其他優(yōu)點(diǎn)。

                圖1：Si85xx單向交流傳感器方框圖。

    圖1中，傳感器由一個(gè)金屬嵌片和封裝在一個(gè)小型(4x4x1mm)QFN封裝中的硅裸片組成。嵌片和片上精選線圈一起構(gòu)成一個(gè)耦合電感器，因此流經(jīng)嵌片的交流電流感應(yīng)出的電壓等于電流的一階導(dǎo)數(shù)(即v=Lmdi/dt)。然后片上的信號(hào)處理電路執(zhí)行一個(gè)有限積分運(yùn)算，產(chǎn)生一個(gè)與流經(jīng)嵌片的電流成正比的實(shí)時(shí)信號(hào)。該信號(hào)再經(jīng)過片上的溫度補(bǔ)償器和增益級(jí)電路進(jìn)一步調(diào)整。最后的結(jié)果是一個(gè)滿刻度為2V、噪聲非常低的溫補(bǔ)電流信號(hào)。

    這種令人迷惑的簡(jiǎn)單架構(gòu)卻能提供許多傳統(tǒng)電流檢測(cè)技術(shù)無法提供的優(yōu)點(diǎn)。例如，通過使用標(biāo)準(zhǔn)CMOS處理技術(shù)和半導(dǎo)體封裝實(shí)現(xiàn)了極低的成本，這兩種技術(shù)使得該架構(gòu)的成本可能比CT的安裝成本還有競(jìng)爭(zhēng)力，而且還有更高可靠性和更小體積等附加優(yōu)點(diǎn)。同時(shí)還實(shí)現(xiàn)了較低的損耗，這是因?yàn)榍镀�在電流檢測(cè)通道中僅僅增加了1.3mΩ的串聯(lián)電阻和2nH的串聯(lián)電感。還有一個(gè)附加的優(yōu)點(diǎn)，就是通過對(duì)積分操作進(jìn)行平均，將輸出噪聲減到了最小，從而節(jié)省了外部RC濾波器的成本和空間。它甚至還能抑制變壓器耦合設(shè)計(jì)中的邊沿噪聲，從而無需邊沿消隱。圖2和圖3分別通過將未濾波的輸出比作(在低值傳感電阻上使用差分探頭)測(cè)得的電流和CT電路(CT、二極管和RC濾波器)來展示了低噪聲原理。在兩種情況下，交流電流傳感器都幾乎沒有噪聲。

             圖2：Si85xx輸出與檢測(cè)電阻的關(guān)系。    

             圖3：Si85xx輸出與CT輸出的關(guān)系。

如何實(shí)現(xiàn)這一新技術(shù)

    使用這種電流傳感器的方法非常簡(jiǎn)單。連接傳感器使得電流從IIN流到IOUT端。反向電流(即從IOUT流到IIN的電流)將導(dǎo)致零輸出，因此不會(huì)損壞器件。

    上面提及的有限積分要求在每個(gè)電流測(cè)量周期之前將積分器復(fù)位。實(shí)現(xiàn)的方法是將現(xiàn)有的門控信號(hào)連接到復(fù)位輸入端(R1–R4)。積分器復(fù)位的標(biāo)準(zhǔn)很簡(jiǎn)單：在電流測(cè)量后復(fù)位必須立即開始，而在下一次測(cè)量前必須結(jié)束。對(duì)于額定的精度，復(fù)位事件最少要持續(xù)250nS。

    片上積分器復(fù)位邏輯具有足夠的靈活度，允許這種電流傳感器能夠與任意的電源系統(tǒng)拓?fù)湟黄鹗褂�。圖4所示的是用于單輸出Si850x的復(fù)位電路。這些器件通�？梢杂糜诓淮嬖谧儔浩鞔磐ㄆ胶饪刂茊栴}的相對(duì)簡(jiǎn)單一些的應(yīng)用(如降壓和升壓電路)中。   

                             圖4：Si850x復(fù)位邏輯方框圖。

    如圖4所示，當(dāng)TRST輸入被連接到VDD時(shí)，積分器復(fù)位可以受R1和R2上的信號(hào)的實(shí)時(shí)控制。為了滿足高頻或/和高占空比應(yīng)用，可以將TRST通過定時(shí)電阻RTRST連接到地來縮短復(fù)位時(shí)間。在這種情況下，復(fù)位的啟動(dòng)由R1和R2觸發(fā)，持續(xù)時(shí)間則由RTRST決定。在較高速度的操作時(shí)，允許用戶對(duì)傳感器精度進(jìn)行調(diào)整。

    這意味著這些產(chǎn)品適用于更復(fù)雜的拓?fù)浼軜?gòu)，例如控制或監(jiān)視變壓器磁通平衡非常重要的全橋應(yīng)用。這種復(fù)雜的復(fù)位邏輯(圖5)是圖4所示電路的一個(gè)超集。  

                                圖5：Si851x復(fù)位邏輯。

    正如圖中所示的那樣，有三種復(fù)位算法可以選擇：即XOR、XNOR或AND/OR，選擇依據(jù)則取決于MODE狀態(tài)和R4輸入。需要重申的是，復(fù)位事件可以由復(fù)位輸入單獨(dú)決定，或由復(fù)位輸入進(jìn)行觸發(fā)，并由前面所述的RTRST來定時(shí)�？傊�，RESET1適用于升壓、隔離式和非隔離式降壓以及其他相對(duì)簡(jiǎn)單的拓?fù)洌琑ESET2一般用于推拉應(yīng)用，而RESET3適合全橋應(yīng)用。

應(yīng)用實(shí)例

    圖6所示的是前面提到的用于簡(jiǎn)單同步降壓轉(zhuǎn)換器的電流傳感器，當(dāng)Q1接通時(shí)對(duì)電流進(jìn)行測(cè)量。同步FFT(Q2)出來的門控信號(hào)用于積分器復(fù)位，因?yàn)橐�確保復(fù)位事件不與電流測(cè)量周期相重疊。  

                              圖6：同步降壓轉(zhuǎn)換器中的Si850x。

    還需注意，復(fù)位輸入R2應(yīng)接地，這樣當(dāng)R1為高阻時(shí)，能夠使(XOR)門(圖4)的輸出觸發(fā)復(fù)位啟動(dòng)。定時(shí)電阻RTRST用于設(shè)定圖6時(shí)序圖所示的復(fù)位事件周期(tR)。

    復(fù)位信號(hào)最好來自驅(qū)動(dòng)器輸入，因?yàn)樵黾拥尿?qū)動(dòng)器和晶體管時(shí)延能夠提供額外的時(shí)序余量。但是在帶有集成驅(qū)動(dòng)器的控制器中是無法訪問驅(qū)動(dòng)器輸入信號(hào)的，故必須用驅(qū)動(dòng)器輸出信號(hào)來復(fù)位。在這種情況下，復(fù)位輸入端通常需要一個(gè)分壓器將驅(qū)動(dòng)器輸出的擺幅限制到Si85xxVDD范圍內(nèi)。

    圖7所示是一個(gè)相移調(diào)制的全橋應(yīng)用，使用了一個(gè)工作在乒乓模式的電流傳感器。乒乓模式能使一個(gè)單電流傳感器代替兩個(gè)CT(通常用來監(jiān)視變壓器磁通平衡)。乒乓輸出模式將橋的各臂上的電流信號(hào)送到分開的各個(gè)輸出端。 

                                  圖7：相移全橋應(yīng)用中的Si851x(乒乓模式)。

    如圖所示，被測(cè)電流在Q1和Q4接通時(shí)流到OUT2，而當(dāng)Q2和Q3接通時(shí)流到OUT1。在電流循環(huán)相位期間(即當(dāng)Q1和Q2接通或Q3和Q4接通時(shí))，積分器復(fù)位。工作頻率相對(duì)較低的全橋允許足夠的復(fù)位時(shí)間，因此TRST連到VDD，使得復(fù)位時(shí)間成為R1-R4狀態(tài)的函數(shù)。

擴(kuò)展?jié)M刻度范圍

    許多應(yīng)用要求大于20A的滿刻度范圍，這可以利用一個(gè)簡(jiǎn)單的電路板版圖技巧來實(shí)現(xiàn)(圖8)。

    左圖為安裝在電路板上的電流傳感器的“x射線圖”。這是一種標(biāo)準(zhǔn)的安裝方法，在載流導(dǎo)體中有一間隙，該間隙通過電流傳感器中的金屬嵌片橋接起來，從而允許全部被測(cè)電流流過嵌片。右圖中增加了一個(gè)與嵌片平行的小電流旁路線，它們構(gòu)成一個(gè)分流器，旁路線的寬度和厚度則決定了分流比。例如，一個(gè)1mm寬的旁路線能將從嵌片上分流足夠的電流，使Si85xx的滿刻度增加1.8倍，達(dá)到36A。     

                         圖8：利用電流旁路線來擴(kuò)展?jié)M刻度范圍。

本文小結(jié)

    交流電流傳感器常用于開關(guān)模式電源應(yīng)用。傳統(tǒng)的交流電流傳感器設(shè)計(jì)折中重點(diǎn)圍繞著選擇“最簡(jiǎn)捷的設(shè)計(jì)方法”。但是，本文所描述的交流電流傳感器以巧妙的方法應(yīng)用了基本技術(shù)，最終形成的傳感器性能超出了設(shè)計(jì)者的預(yù)期。它具有很多重要的優(yōu)點(diǎn)：性價(jià)比高，損耗低，體積小，帶寬寬，精度高，還提高了系統(tǒng)集成度(特別是在全橋應(yīng)用中)，并且噪聲低，靈活度高，能夠應(yīng)用于50kHz到1.2MHz的開關(guān)模式系統(tǒng)。它將是21世紀(jì)電源應(yīng)用中最佳的交流電流傳感器解決方案……它還將是最通用的電流傳感器！